摘要: 從減小噪聲源的思路出發(fā), 根據(jù)擴(kuò)頻理論, 提出了一種應(yīng)用在開(kāi)關(guān)電源控制芯片中的減小EM I的電路
實(shí)現(xiàn)方法. 采用三角波調(diào)制的方法調(diào)制振蕩器的頻率, 通過(guò)采用調(diào)頻PWM開(kāi)關(guān)技術(shù), 使原本集中在開(kāi)關(guān)頻率
及其高次諧波的尖峰上的能量展開(kāi)到更寬的頻帶上, 從而減小了EM I噪聲. 通過(guò)對(duì)振蕩器輸出脈沖波形的頻
譜分析, 驗(yàn)證了所提出的振蕩器結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)減小EM I噪聲源的作用.
關(guān)鍵詞: 開(kāi)關(guān)電源; 控制芯片; EM I; 擴(kuò)頻
中圖分類號(hào): TP273 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼: A
A method of c ircu it implemen ta tion s on reduc ing EM I in the con trol
ch ip of the switch ing power supply
QU Ai - wen
(College of Physics and Information Engineering, Fuzhou University, Fuzhou, Fujian 350108, China)
Abstract: According to supp ressing noise source, this paper p roposes a method of circuit imp lementa2
tions on reducing EM I in the control chip of the switching power supp ly based on the sp read - spectrum
theory. Thismethod adop ts triangularmodulating signal to modulate the oscillator frequency. Because
of the switching frequency of the switching power supp ly with PWM ( Pulse - width modulation) con2
trolling decided by the oscillator frequency, modulating the oscillator frequency is the same asmodula2
ting the switching frequency. So using this technology, the peak energy focusing on the switching fre2
quency and its higher harmonic is expanded, and the EM I noise is reduced. According to analysis on
spectrum of the oscillator′s output pulse wave, it verifies the oscillator structure this paper p roposed
can realize reducing EM I noise source.
Keywords: switching power supp ly; control chip; EM I; sp read - spectrum
開(kāi)關(guān)電源是目前電子設(shè)備中應(yīng)用廣泛的一種電源裝置, 具有功耗低、效率高、體積小等顯著優(yōu)
點(diǎn), 主要應(yīng)用在計(jì)算機(jī)、電子設(shè)備、儀器儀表、通信設(shè)備和家用電器等系統(tǒng)中, 其性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到
整個(gè)系統(tǒng)的安全性和可靠性. 開(kāi)關(guān)電源中的功率開(kāi)關(guān)是通過(guò)控制芯片內(nèi)的振蕩器和其它相關(guān)電路來(lái)改變
開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)脈沖寬度或開(kāi)關(guān)頻率, 從而調(diào)節(jié)輸出功率、輸出電流和輸出電壓來(lái)滿足開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用. 在開(kāi)
關(guān)電源中, 可以通過(guò)提高開(kāi)關(guān)頻率來(lái)減小外圍器件尺寸, 但是開(kāi)關(guān)電源在快速開(kāi)關(guān)過(guò)程中存在大的dI /dt
和dV /dt, 其開(kāi)關(guān)噪聲能量集中在開(kāi)關(guān)頻率及其諧波頻率上, 使其難以達(dá)到EM I( Electromagnetic Interfer2
ence)指標(biāo)要求. 然而現(xiàn)代開(kāi)關(guān)電源不僅要提供所需的電氣性能, 而且要符合國(guó)際EMC ( Electromagnetic
Compatibility)規(guī)范, 因此必須減小其EM I噪聲. 減少電磁干擾(EM I)可從噪聲源及噪聲傳播途徑兩方面考
慮. 減小EM I一般可通過(guò)在開(kāi)關(guān)電源的輸入端加EM I濾波電路. 但是開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的EM I越大, EM I濾
波器中的器件尺寸就越大, 導(dǎo)致電源的成本就越大, 而且只是應(yīng)用EM I濾波電路不能抑制EM I輻射噪
聲[ 1 ] . 因此減小噪聲源被認(rèn)為是抑制EM I的方法. 噪聲源的減小一般有兩種方法: 一種是增大驅(qū)
動(dòng)功率開(kāi)關(guān)管脈沖的上升沿和下降沿的時(shí)間也即軟啟動(dòng), 從而減小開(kāi)關(guān)電源在快速開(kāi)關(guān)過(guò)程中的dI /dt和
dV / dt[ 1 ] ; 另一種是根據(jù)通信工程中擴(kuò)頻理論的調(diào)頻PWM開(kāi)關(guān)技術(shù), 使原本集中在開(kāi)關(guān)頻率及其高次諧
收稿日期: 2009 - 07 - 31
通訊作者: 屈艾文(1980 - ) , 助教, E - mail: awqu@fzu. edn. cn
第1期屈艾文: 開(kāi)關(guān)電源控制芯片中減小EM I的一種電路實(shí)現(xiàn)方法
波的尖峰上的能量展開(kāi)到更寬的頻帶上, 不僅更易通過(guò)EMC規(guī)范, 而且實(shí)現(xiàn)了電源系統(tǒng)的低成本化[ 2 ] .
從減小噪聲源的思路出發(fā), 根據(jù)擴(kuò)頻理論的調(diào)頻PWM開(kāi)關(guān)技術(shù), 本文提出了一種應(yīng)用在開(kāi)關(guān)電源控制芯
片中作為振蕩器充電電流的近似三角波調(diào)制電流電路, 同時(shí)給出了應(yīng)用此電路組成的振蕩器結(jié)構(gòu)框圖.
由于采用PWM控制的開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)頻率由振蕩器的頻率來(lái)決定, 調(diào)節(jié)振蕩器的充電電流, 就是調(diào)節(jié)振
蕩器的頻率也就是調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)電源的頻率, 通過(guò)采用這種調(diào)頻PWM開(kāi)關(guān)技術(shù), 使原本集中在開(kāi)關(guān)頻率及其
高次諧波的尖峰上的能量展開(kāi)到更寬的頻帶上, 從而減小了EM I噪聲.
本文首先給出頻率調(diào)制擴(kuò)展頻譜的原理, 以正弦波頻率調(diào)制為例, 闡述了正弦載波采用正弦波調(diào)制
后, 其頻譜與頻率調(diào)制系數(shù)β的關(guān)系, 得出了β值越大, 頻譜分布越均勻. 在這個(gè)理論的基礎(chǔ)上, 分析了
采用周期頻率調(diào)制的開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)波形, 得出了隨著開(kāi)關(guān)諧波階數(shù)的增加采用周期頻率調(diào)制可得到很
好的擴(kuò)頻效果. 而從限度地降低被調(diào)信號(hào)及其各次諧波的幅值來(lái)看三角波調(diào)制優(yōu)于正弦波調(diào)制[ 3 - 5 ] ,
因此采用了三角波的調(diào)制方式.
1 頻率調(diào)制擴(kuò)展頻譜的原理
1. 1 正弦波頻率調(diào)制的頻譜
考慮由一個(gè)幅值不變、正弦基帶信號(hào)調(diào)制的正弦載波信號(hào):
x ( t) = A sin (2πfc t + △fc sin 2πfm t) (1)
式中: fc 為未調(diào)制載波頻率; fm 為調(diào)制頻率; △fc 為峰值頻率偏移.
那么, 頻率調(diào)制( FM)系數(shù)定義為:
β = △fc / fm (2)
通常β僅僅定義為單邊調(diào)制的情況, 其頻譜可用貝塞爾函數(shù)計(jì)算J n (β) . 不同β值時(shí), 正弦調(diào)頻載波的幅
值頻譜如圖1所示. 由圖1可見(jiàn), β值越大, 邊帶頻率離諧波頻率越遠(yuǎn), 頻譜分布越均勻, 也就是說(shuō), 減少
了載波頻率附近頻譜的幅值, 而相鄰邊帶諧波的頻率差保持為fm . 卡森規(guī)則表明: 信號(hào)的總功率不受頻率
調(diào)制的影響, 調(diào)制信號(hào)總功率的98% 包含在帶寬BT 內(nèi).
BT = 2 (β + 1) fm (3)
這意味著邊帶諧波頻率的變化范圍為( fc - BT /2) ～ ( fc +B T /2) . 當(dāng)β >> 1時(shí), BT = 2△fc.
圖1 β不同時(shí)頻率調(diào)制正弦波的頻譜
Fig. 1 Spectrum of frequency - modulated sinewave
with differentβ
圖2 采用正弦波調(diào)制方式的正弦波信號(hào)頻譜
Fig. 2 Spectrum of a frequencymodulated sinusoidal
signalwith sinusoidal variation in time
1. 2 頻率調(diào)制PWM 脈沖序列的頻譜
開(kāi)關(guān)變換器的波形包含著無(wú)數(shù)的開(kāi)關(guān)諧波, PWM脈沖的周期頻率調(diào)制把每一個(gè)開(kāi)關(guān)諧波的頻譜重新
分布到開(kāi)關(guān)諧波的邊帶諧波上, 且每?jī)蓚€(gè)相鄰邊帶諧波的頻率差為調(diào)制頻率fm . 卡森規(guī)則仍可用來(lái)計(jì)算
第n次開(kāi)關(guān)諧波的帶寬:
βn
T = 2 (βn + 1) fm = 2 ( nβ + 1) fm (4)
式中: βn = nβ為第n次開(kāi)關(guān)諧波的調(diào)制系數(shù). 當(dāng)β >> 1時(shí), βnT = nβT.
由式(4)可得出, 隨著開(kāi)關(guān)諧波階次的增加, 頻譜展開(kāi)的效果隨著增加, 最后在較高次開(kāi)關(guān)諧波上,
福州大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版) 第38卷
相鄰開(kāi)關(guān)諧波的邊帶諧波互相重疊. 也就是說(shuō), 隨著開(kāi)關(guān)諧波階數(shù)的增加, 頻譜展開(kāi)更加均勻, 達(dá)到了較
好的擴(kuò)頻效果[ 2 ] .
1. 3 頻率調(diào)制技術(shù)的比較
采用頻率調(diào)制技術(shù)減小開(kāi)關(guān)電源的EM I噪聲的方法有很多, 的是正弦波調(diào)制和三角波調(diào)制.
圖2給出了沒(méi)有調(diào)制的正弦波載波信號(hào)的頻譜和采用正弦波調(diào)制方式后的正弦波載波信號(hào)頻譜圖[ 3 ] . 圖
3 ( a) 、( b)給出了正弦波調(diào)制信號(hào)和調(diào)制后的正弦載波信號(hào)的頻譜圖, 圖3 ( c) 、( d) 給出了三角波調(diào)制
信號(hào)和調(diào)制后的正弦載波信號(hào)的頻譜圖. 從圖中看出, 正弦波調(diào)制信號(hào)不能使被調(diào)信號(hào)獲得諧波
幅值衰減. 因?yàn)楸徽{(diào)信號(hào)的頻譜能量集中在相應(yīng)于調(diào)制信號(hào)中具有最小時(shí)間導(dǎo)數(shù)的點(diǎn)的頻率上, 被調(diào)信
號(hào)的頻譜在相應(yīng)于正弦波導(dǎo)數(shù)為零的點(diǎn)的頻率上出現(xiàn)了峰值; 而在相應(yīng)于正弦波的零穿越的點(diǎn)的頻率上,
幅值的減小, 因?yàn)樵诹愦┰近c(diǎn)上正弦波的時(shí)間導(dǎo)數(shù); 而在三角波調(diào)制信號(hào)中, 雖然三角波在零
穿越的點(diǎn)的時(shí)間導(dǎo)數(shù)小于正弦波在零穿越的點(diǎn)的時(shí)間導(dǎo)數(shù), 在調(diào)制后頻譜中心處的幅值會(huì)比正弦波調(diào)制
的略大, 但三角波調(diào)制信號(hào)從最小值到值, 時(shí)間導(dǎo)數(shù)保持不變, 被調(diào)信號(hào)的能量比較平均地分布到邊
帶諧波上[ 3 - 5 ] . 可見(jiàn)從限度地降低被調(diào)信號(hào)及其各次諧波的幅值來(lái)看, 三角波調(diào)制優(yōu)于正弦波調(diào)制.
因此本研究采用三角波的調(diào)制方式.
圖3 調(diào)制信號(hào)波形及被其調(diào)制的正弦載波信號(hào)頻譜
Fig. 3 Modulating signal and the spectrum of the modulated sinusoidal carrier
2 電路設(shè)計(jì)
圖4 低頻調(diào)制電流電路
Fig. 4 Circuit of low frequencymodulating current
在開(kāi)關(guān)電源控制芯片里調(diào)制開(kāi)關(guān)頻率的電
路設(shè)計(jì)中, 具有頻率抖動(dòng)特性的振蕩器設(shè)計(jì)是
關(guān)鍵. 而在頻率抖動(dòng)振蕩器的設(shè)計(jì)中, 產(chǎn)生周
期性的調(diào)制電流電路關(guān)鍵. 文獻(xiàn)[ 1 ]、[ 6 ]
中調(diào)制電流的產(chǎn)生都是先通過(guò)電流源對(duì)電容的
充放電產(chǎn)生低頻率的鋸齒波電壓, 再把鋸齒波
電壓轉(zhuǎn)換成調(diào)制電流Iscan的方式來(lái)實(shí)現(xiàn). 圖4
為本文提出的產(chǎn)生三角波調(diào)制電流的電路實(shí)現(xiàn)
方法. 該電路是利用負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò), 通過(guò)周期性
地改變負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)中的一個(gè)電阻的阻值來(lái)產(chǎn)生
低頻率變化的調(diào)制電流Iscan , 并與固定電流相
疊加產(chǎn)生振蕩器充放電的電流Iosc. 文獻(xiàn)[ 1 ]、
[ 6 ]的調(diào)制電流產(chǎn)生電路中除了電流源、電流
鏡、數(shù)字邏輯外, 還包括兩個(gè)比較器和電壓轉(zhuǎn)電流電路, 比本文提出的結(jié)構(gòu)所占面積要大. 其次, 為了產(chǎn)
生低頻率變化的鋸齒電壓, 由C
Δu
Δt
= I可知, 對(duì)于Δu的量級(jí)為V, Δt的量級(jí)為s, 如果I的量級(jí)為μA, 得
出C的量級(jí)為μF, 在芯片中要實(shí)現(xiàn)此量級(jí)電容的成本是非常高的, 所以就要求兩個(gè)電流源的電流I要足
夠小, 以使電容C盡量小, 而足夠小的電流的生成電路也會(huì)增加芯片面積, 增大芯片成本.
圖4中的調(diào)制電流電路的輸入?yún)⒖茧娏鱅ref是由芯片內(nèi)其他模塊產(chǎn)生的幾乎不隨溫度和工藝變化的精
第1期屈艾文: 開(kāi)關(guān)電源控制芯片中減小EM I的一種電路實(shí)現(xiàn)方法
準(zhǔn)電流. 輸出電流Iosc是振蕩器充放電的電流. NMOS晶體管221、NMOS晶體管222、NMOS晶體管223、
電阻224、補(bǔ)償電容260以及可變電阻網(wǎng)絡(luò)250組成負(fù)反饋控制環(huán)路, 用以產(chǎn)生周期性變化的調(diào)制小電流
Iscan. NMOS晶體管240是為了保證NMOS晶體管203工作在飽和區(qū).
負(fù)反饋控制環(huán)路的工作原理: 電流鏡PMOS晶體管212和PMOS晶體管213是類型和寬長(zhǎng)比都一致的
兩個(gè)管子, 以保證流過(guò)NMOS晶體管221和NMOS晶體管222 的電流相同. 同時(shí)NMOS晶體管221 和
NMOS晶體管222的寬長(zhǎng)比和類型也相同. 假設(shè)可變電阻網(wǎng)絡(luò)250的等效電阻阻值相對(duì)于電阻224的阻值
有一個(gè)減小的變化量, 由于瞬間流過(guò)兩個(gè)電阻的電流相等, 導(dǎo)致In2端的電壓相對(duì)In1端的電壓變小, 由于
NMOS晶體管222的電流不變, 導(dǎo)致晶體管222的柵端電壓變小, 由于流過(guò)電阻224和晶體管221的電流
不變, 晶體管221源端的電壓不變, 導(dǎo)致了晶體管221漏端的電壓變大, 即晶體管223的柵端電壓增大,
從而引起晶體管223源端電壓的變大, 即可變電阻網(wǎng)絡(luò)In2端電壓的變大, 使In2端的電壓與In1端的電壓相
等, 達(dá)到穩(wěn)態(tài). 此時(shí)由于可變電阻網(wǎng)絡(luò)的等效電阻小于電阻224的阻值, 使流過(guò)可變電阻網(wǎng)絡(luò)的電流大于
電阻224的電流. 由于電阻224的電流與晶體管221和晶體管222的電流相等, 得出可變電阻網(wǎng)絡(luò)的電流
Ir 大于晶體管222的電流Im , 則多余的電流Iscan ( Iscan = Ir - Im )就通過(guò)晶體管223流出, 從而得到振蕩器充
放電電流Iosc , 其表達(dá)式為:
Iosc = K1 · ( K2 ·Iref + Iscan ) (5)
其中: K2 為電流鏡NMOS管203的寬長(zhǎng)比與NMOS管201的寬長(zhǎng)比之間的比值; K1 為電流鏡PMOS管
232的寬長(zhǎng)比與PMOS管231的寬長(zhǎng)比之間的比值; Iref為參考電流.
由以上分析可知, 通過(guò)周期性地改變可變電阻網(wǎng)絡(luò)的等效阻值, 可生成周期性變化的電流Iscan , 就會(huì)
得到周期性變化的電流Iosc , 用該電流作為振蕩器的充放電電流就會(huì)得到頻率周期性變化的脈沖波. 為了
提高反饋控制環(huán)路的穩(wěn)定性, 在晶體管221的漏端與地之間增加了補(bǔ)償電容260.
可變電阻網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)如圖5所示. 可變電阻網(wǎng)絡(luò)由控制電阻阻值的邏輯電路和電阻連接電路組成.
邏輯電路有4個(gè)輸入端A, B , C, D和8個(gè)輸出端Y0 , Y1 , Y2 , Y3 , Y4 , Y5 , Y6 , Y7. 由于本文提出的電路是
開(kāi)關(guān)電源控制芯片里的一部分, 開(kāi)關(guān)電源控制芯片內(nèi)部有各種保護(hù)電路如OVP, OLP等, 而且存在一些用
于控制當(dāng)檢測(cè)到故障后控制芯片重新工作的延時(shí)電路, 而A、B、C、D 4個(gè)信號(hào)就是取自保護(hù)電路中用于
控制延時(shí)的計(jì)數(shù)器脈沖信號(hào). 8個(gè)輸出端Y0 , Y1 , Y2 , Y3 , Y4 , Y5 , Y6 , Y7 分別控制電阻連接電路的8個(gè)開(kāi)
關(guān)S8 , S7 , S6 , S5 , S4 , S3 , S2 , S1. 邏輯信號(hào)的控制波形如圖6所示. 通過(guò)邏輯電路輸出的控制信號(hào), 周期
性地改變可變電阻網(wǎng)絡(luò)的等效電阻值, 通過(guò)圖4的負(fù)反饋環(huán)路的控制得到周期性變化的電流, 用該電流
作為振蕩器的充電電流, 通過(guò)振蕩器主體電路(如圖7) , 從而得到頻率周期性變化的振蕩脈沖波形.
圖5 可變電阻網(wǎng)絡(luò)
Fig. 5 Variable resistor network
圖6 邏輯電路的控制波形圖
Fig. 6 Controlwave of logic circuit
圖7中振蕩器的工作原理是圖4生成的Iosc電流通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)CRN、CR控制, 交替對(duì)電容C1、C2 進(jìn)
行充電, 當(dāng)CRN為高電平時(shí), 對(duì)C1 充電, C2 此時(shí)放電. 當(dāng)CR為高電平時(shí), 對(duì)C2 進(jìn)行充電, C1 放電. 開(kāi)
關(guān)信號(hào)CRN、CR是通過(guò)比較器和D觸發(fā)器來(lái)控制的. CA的初始電位為低電平, D觸發(fā)器初始狀態(tài)是通
過(guò)R信號(hào), 把CRN置為低電平, CR置為高電平. 正常工作后, Iosc對(duì)C2 進(jìn)行充電, Vramp電壓升高, 當(dāng)Vramp
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電壓上升到Vref電壓時(shí), 比較器翻轉(zhuǎn), CRN變?yōu)楦唠娖? CR變?yōu)榈碗娖? 開(kāi)始對(duì)C1 充電, C2 放電. 如此
反復(fù)就能得到圖8的波形圖. 當(dāng)需要占空比為80%的脈沖波形時(shí), C1 ∶C2 = 4∶1.
圖7 振蕩器的結(jié)構(gòu)框圖
Fig. 7 Frame of oscillator
圖8 振蕩器的波形圖
Fig. 8 Wave of oscillator
3 仿真結(jié)果
設(shè)計(jì)采用1um40 V工藝, 使用Candence spectre軟件進(jìn)行仿真. 圖9給出了ss_5V corner 25度下的振
蕩器振蕩脈沖PLS信號(hào)的周期頻率圖. 從圖中可以看出, 振蕩器的未調(diào)制載波頻率為65. 2 kHz, 調(diào)制頻率
為32 Hz, 峰值頻率偏移2 kHz, β= 62. 5, 達(dá)到±3%的頻率抖動(dòng)①. 同時(shí)可以看出本文給出的調(diào)制波是近
鋸齒波, 此波含有高頻分量, 但此高頻分量不會(huì)影響系統(tǒng)的性能. 因?yàn)檫@個(gè)調(diào)制波不是直接加到輸出端,
而是起擴(kuò)展PWM輸出控制脈沖頻譜的作用, 使信號(hào)功率被分在許多邊頻上, 從而減小離散頻率上的信號(hào)
功率, 達(dá)到了減小EM I的作用.
此外, 由圖6中的Y0 ～Y1 的脈沖波形和圖9中的振蕩器的周期頻率圖可以看出, 通過(guò)改變Y0 ～Y1 脈
沖波形的排序, 就可生成任意波形的振蕩器的周期頻譜圖, 如果想使振蕩器頻率圖形連續(xù)性更好, 可以增
加可變電阻網(wǎng)絡(luò)中的可控電阻數(shù)和控制脈沖數(shù).
圖9 振蕩器的周期頻率圖
Fig. 9 Periodic frequency of oscillator
圖10 SS_5V corner下的頻譜分析圖
Fig. 10 Spectrum on SS_5V corner
圖10給出了圖9的頻譜圖與沒(méi)有調(diào)制的脈沖波的頻譜圖, 其中nf表示沒(méi)有調(diào)制、固定頻率(即沒(méi)有
加Iscan電流)的脈沖波頻譜圖, f表示圖9的頻譜圖. 可見(jiàn), 由于曲線f在離散諧波頻率處的頻譜被展開(kāi)了,
f的尖峰能量比nf的小了很多. 采用PWM控制的開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)頻率由振蕩器的頻率來(lái)決定, 通過(guò)采用
這種調(diào)頻PWM開(kāi)關(guān)技術(shù), 可使原本集中在開(kāi)關(guān)頻率及其高次諧波的尖峰上的能量展開(kāi)到更寬的頻帶上,
從而減小了EM I噪聲. 因此所提出的減小EM I的電路結(jié)構(gòu)達(dá)到了預(yù)期的功效. 當(dāng)然為了使芯片能夠達(dá)到
① On - Bright. Currentmode PWM controller frequency shuffling . OB2269 datasheet.
第1期屈艾文: 開(kāi)關(guān)電源控制芯片中減小EM I的一種電路實(shí)現(xiàn)方法
仿真的預(yù)期, 必須注意圖4中電阻224和電阻網(wǎng)絡(luò)250版圖布局的匹配; PMOS管211、212和213的匹
配; NMOS晶體管221和NMOS晶體管222的匹配.
4 結(jié)語(yǔ)
為了達(dá)到減小EM I噪聲源的目的, 根據(jù)通信工程中擴(kuò)頻理論的調(diào)頻PWM開(kāi)關(guān)技術(shù), 調(diào)制開(kāi)關(guān)頻率即
振蕩器頻率, 就可使開(kāi)關(guān)電源芯片在其開(kāi)關(guān)頻率及其高次諧波的尖峰能量減小. 從限度地降低被調(diào)
信號(hào)及其各次諧波的幅值來(lái)看, 在調(diào)制開(kāi)關(guān)頻率中三角波調(diào)制優(yōu)于正弦波調(diào)制. 基于以上理論, 提出了一
種利用負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)的三角波調(diào)制方式的振蕩器電路, 通過(guò)仿真驗(yàn)證了此振蕩器電路輸出脈沖波形的
基頻和各高次諧波的頻帶被擴(kuò)展, 達(dá)到了設(shè)計(jì)的預(yù)期目的. 由于設(shè)計(jì)充分利用了開(kāi)關(guān)電源控制芯片其他
模塊產(chǎn)生的邏輯信號(hào), 省去了比較器、小電流或大電容的設(shè)計(jì), 在減小芯片面積和節(jié)約成本上存在優(yōu)勢(shì).
而且通過(guò)變換邏輯信號(hào)的順序可以得到任意波的調(diào)制, 設(shè)計(jì)靈活性比較大.
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