前半周期內(nèi)，Buck 逆變器 1 工作，V₃ 保持導通，V₁ 以 400 kHz 的高頻進行開關(guān)操作，進而得到正弦并網(wǎng)電流。i_g。V₁ 關(guān)閉時，VD₁ 提供續(xù)流路徑。雙 Buck 拓撲結(jié)構(gòu)同一橋臂僅含 1 個 MOSFET，故其較傳統(tǒng)全橋結(jié)構(gòu)在防止橋臂直通方面有明顯優(yōu)勢，且該拓撲無需考慮死區(qū)時間的影響。此外，續(xù)流電流流過 VD₁，而非體二極管，可大大減少逆變器的總損耗。Buck 逆變器 2 工作原理與 Buck 逆變器 1 類似，不再贅述。

2.2 控制方法

圖 3示出逆變器控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。通?？稍偕茉捶植际桨l(fā)電應用采用兩級系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，后級的并網(wǎng)逆變器負責將能量傳遞到電網(wǎng)中。采用電壓-電流雙環(huán)控制，逆變器可平衡輸入、輸出功率來穩(wěn)定直流母線電壓 U_bus。Notch 濾波器可濾除 U_bus 中的紋波。經(jīng)過實時采樣的 U_bus 經(jīng) Notch 濾波器濾除開關(guān)過程在 U_bus 中的電壓紋波后， 與 U_bus 給定值U_busref 進行比較， 產(chǎn)生電壓誤差信號；電壓誤差信號通過 2P2Z 控制器生成內(nèi)環(huán)電流的參考幅值 I_refamp。SOGI-SPLL 通過釆集網(wǎng)側(cè)電壓 U_g 的相位，為電流給定 i_ref 提供相位信號， 使其與電網(wǎng)電壓同步。通過采集電感 L_i 的電流 i_L， 與生成的 i_ref 比較得到電流誤差，通過 3P3Z 補償器進行補償。之后，該信號進入脈寬調(diào)制 (PWM) 環(huán)節(jié)生成開關(guān)管控制信號。同時，為保證高頻變換， 逆變器電流內(nèi)環(huán)采用了線性化環(huán)節(jié)， 簡化了電流環(huán)產(chǎn)生控制占空比的計算過程，使控制頻率可達 400 kHz。

計算速度是實現(xiàn)實時數(shù)字控制的挑戰(zhàn)。多數(shù)研究者在高頻工況下會采用模擬電路進行回路控制。模擬控制具有帶寬高、分辨率高和成本低等優(yōu)勢， 但其硬件結(jié)構(gòu)缺乏靈活性， 控制能力僅局限于經(jīng)典控制理論。相比之下， 數(shù)字控制能夠控制多個回路并執(zhí)行多個高級算法， 有助于實現(xiàn)多任務和多功能控制。軟件補償器可輕松進行調(diào)節(jié)和擴展， 大大提高了靈活性。此外，對溫度漂移和電磁干擾的不敏感性，使其非常適用于高頻開關(guān)控制。MCU 是將處理器（CPU） 、內(nèi)存 A/D 轉(zhuǎn)換器以及通訊模塊等其他功能單元整合在單一芯片上的一種通用控制平臺。當控制回路運行在400 kHz 時， 對于 200 MHz 的 MCU， 只有約 500 個 CPU 時鐘周期可用于計算。

表 1示出主要計算模塊的 CPU周期消耗。

顯然，主要計算模塊的總時間消耗近乎達到了 500 個 CPU 周期的 MCU 進程極限。因此，高精度進行管理計算， 緊密安排每個步驟及中斷顯得尤為重要^[5] 。但準確測量每個模塊的計算能力消耗會大大增加編程難度，甚至導致程序無法修改和擴展。即使是小幅變動也可能會溢出運算并導致系統(tǒng)崩潰。為解決此類問題， 提出了基于雙核 MCU 的并行結(jié)構(gòu)算法。

圖 4示出逆變器的控制程序。對于單核 CPU 結(jié)構(gòu)，即使計算模塊相對獨立，運算也必須依次執(zhí)行。中斷機制僅影響執(zhí)行順序， 而不影響總計算時間。與單核 CPU 中斷策略不同， 雙核 CPU 并行結(jié)構(gòu)可同時運行相對獨立的運算模塊， 總計算時間可大幅減小。

圖 5示出單核與雙核 MCU 間方案對比圖。計算模塊排列到兩個 CPU 核心， 相互獨立的模塊在各自 CPU 內(nèi)同時進行，大大降低了 CPU1 計算量。讀寫 CPU1 和 CPU2 間共享隨機存儲器可互連數(shù)據(jù)，大幅縮短整體計算時間。兩個 CPU 剩余計算能力可用于進一步應用擴展，如數(shù)字濾波、外部設(shè)備通訊等擴展功能模塊。因此，雙核 MCU 系統(tǒng)具有*的計算能力和靈活的擴展能力，非常適用于高頻逆變器。

3. 實驗

基于一臺 1 kW 樣機進行實驗。400 kHz 高頻逆變器體積約為 100 kHz 樣機一半，功率密度和便攜性顯著提高。選用 C2M0280120D 型 V₁-V₄，CVFD20065A 型 VD₁，VD₂ ，77439A7 型 L_i1，L_i2 ，L_i1=L_i2 =800 μH， 77439A7 型，L_g1 ，L_g2，L_g1=L_g2=215 μH，MKP10 型 C_f，C_f ＝0.15 μF；TMS320F28377D 型控制平臺， 其為可運行在 200 Hz 的高性能雙核 MCU。

圖 6a為輕載、輸出功率 P₀=100 W 時輸出電流 i_g 波形?？梢?，P₀ 較低時 i_g 仍能很好地跟蹤 u_g 。SOGI-SPLL 能準確鎖定電壓相位，此時功率因數(shù)為 0.99。U_bus 在雙環(huán)控制下穩(wěn)定在 400 V，其紋波電壓范圍在 ±4 V 內(nèi)，并網(wǎng)電流總諧波畸變率 (THD) 為 4.8%。圖 6b 為 P₁=1 kW 時的實驗波形。隨著 P₀ 的增加、i_g 波形顯著上升，其有效值達 4.5 V。此時功率因數(shù)為 0.99，THD 降至 1.8%，逆變器效率達 96.1%。證明了控制方法的有效性和正確性。

由圖 6a，b可見上述逆變器在 400 kHz 尚頻的滿載范圍內(nèi)均可獲得輸出電流， 且功率因數(shù)近乎相同、THD 低， 滿載情況下可獲得較高效率。

圖 7為 1 kW 額定輸出時逆變器并網(wǎng)電流 i_g，V₁ 漏源極間電壓 μ_dv1 和 V₁，驅(qū)動信號 μ_gv1 。逆變器能穩(wěn)定運行在400 kHz 開關(guān)頻率下，當時 i_g>0，V₁ 以 400 kHz 高頻開關(guān)，V₁ 電壓應力為 400 V。隨后 i_g 為負時,V₁ ，NV₃關(guān)斷，V₂，V₄繼續(xù)工作。圖 8 為 P₀ 與效率 η 和并網(wǎng)電流 THD 之間關(guān)系。當 P₀ 從 100 W 增加到 1000 W 時，η 從 85.2% 提高到 96.1%。額定工況下達到率 96.1%，THD 降至 1.8%。故針對小型可再生能源應用， 逆變器達到高效率、低 THD 和高功率因數(shù)的設(shè)計目標。

4. 結(jié)論

提出一種雙核 MCU 并行結(jié)構(gòu)算法， 采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制實現(xiàn)通過平衡輸入輸出功率來穩(wěn)定直流母線電壓。對電流環(huán)、SOGI-SPLL 和電壓外環(huán)控制器設(shè)計和調(diào)校進行深入分析。實驗驗證了控制器設(shè)計方法的正確性及高頻數(shù)字化控制的可行性和性。成功實現(xiàn)了 400 kHz 高頻逆變器單周期實時控制，并實現(xiàn)了逆變器高功率因數(shù)、高效率和低總諧波畸變率等特性