.2711P-T12C4D1電流PR諧振控制器設(shè)計(jì)

由于2711P-T12C4D1跟蹤的電流指令是多種頻率正弦量的疊加信號(hào)，傳統(tǒng)SPWM調(diào)制采用PI控制必定存在穩(wěn)態(tài)誤差和相位偏移，補(bǔ)償效果不佳，往往采用電流滯環(huán)調(diào)制，但變頻調(diào)制不可避免帶來濾波器設(shè)計(jì)及噪聲控制問題[9]。

通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換可以將正弦信號(hào)變?yōu)橹绷餍盘?hào)，從而在新的坐標(biāo)系下采用PI控制器。但在APF-2711P-T12C4D1控制領(lǐng)域，必須在多個(gè)頻率下進(jìn)行坐標(biāo)變換，計(jì)算復(fù)雜，不利于實(shí)際應(yīng)用。近年來，針對(duì)正弦信號(hào)的提出的PR控制器，在可以避免旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，計(jì)算量大大降低的同時(shí)，獲得與同步坐標(biāo)系下的PI控制器相同控制效果：能無穩(wěn)態(tài)誤差地跟蹤特定頻率的正弦信號(hào)，更重要的是可以對(duì)頻率的諧波進(jìn)行有選擇地補(bǔ)償。

式中 為諧振頻率。

由式(7)可知，對(duì)2711P-T12C4D1直流系統(tǒng)而言，由于積分環(huán)節(jié)的存在，0 Hz處的增益*，從而系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié)；對(duì)于交流系統(tǒng)，50Hz及其倍數(shù)次諧波，式(7)增益有限，式(8)由于諧振環(huán)節(jié)的引入，在相應(yīng)頻段有較高的增益。若跟蹤的目標(biāo)為基波 rad/s；若需補(bǔ)償較高幅值的5次諧波，則有rad/s。通常補(bǔ)償諧波次數(shù)zui高至20或50次，尤其是幅值較高的奇次諧波。因此有，
圖4所示為基波及三、五、七次諧波補(bǔ)償用PR諧振控制器波特圖，可以看出在相應(yīng)頻段電流控制器增益較高，有助于減小跟蹤誤差。

圖4  PR諧振控制器波特圖

Fig. 4 PR controller bode plots

2711P-T12C4D1仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提出的諧波、負(fù)序及無功電流復(fù)合補(bǔ)償策略，本文在Matlab Simulink環(huán)境下建立仿真平臺(tái)。相關(guān)參數(shù)設(shè)置如下：輸入三相四線制電壓380V/50Hz，三相二極管整流器非線性負(fù)載直流側(cè)濾波電感1mH，電阻3.2Ω，三相二極管整流器交流電抗0.4mH，APF-STATCOM并網(wǎng)電抗0.4mH，直流側(cè)支撐電容4000μF，交流側(cè)不平衡RL負(fù)載星型聯(lián)接，電感值均為8mH，電阻值分別為5Ω，50Ω，500Ω，開關(guān)頻率10kHz。

圖5所示以A相為例，表明補(bǔ)償后APF-STATCOM注入2711P-T12C4D1電流很好地抵消了負(fù)載電流的諧波電流，使得電網(wǎng)電流正弦化較好，實(shí)現(xiàn)了APF諧波補(bǔ)償功能；同時(shí)電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，功率因數(shù)接近于1，實(shí)現(xiàn)了STATCOM無功補(bǔ)償功能。圖6給出三相補(bǔ)償結(jié)果，對(duì)稱三相電流波形驗(yàn)證其具有較好抑制不平衡負(fù)載能力。

圖5 2711P-T12C4D1 A相補(bǔ)償后電壓電流波形(從上到下依次是電網(wǎng)電壓/V、電網(wǎng)電流/A、補(bǔ)償電流/A、負(fù)載電流/A，時(shí)間軸t/s)

Fig. 5 Phase A wave forms after compensation

圖6 2711P-T12C4D1補(bǔ)償后電網(wǎng)三相電壓電流波形(從上到下依次是三相電網(wǎng)電壓/V、三相電網(wǎng)電流/A，時(shí)間軸t/s)

Fig.6Threephasewaveformsaftercompensation

圖7進(jìn)一步給出直流側(cè)母線電壓波形，可以看出APF-STATCOM在完成諧波補(bǔ)償后，母線電壓略有波動(dòng)，但穩(wěn)定在750V設(shè)定值附近。

圖72711P-T12C4D1流側(cè)母線電壓/V(時(shí)間軸t/s)

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